サイリスタ制御によるクレーン機構の自動電気駆動

クレーン機構の電気駆動の最新のシステムは、主に非同期モーターを使用して実装されており、その速度はローター回路に抵抗を導入するリレー接触器方式によって制御されます。このような電気駆動装置は速度制御範囲が狭く、始動時と停止時に大きなキックと加速度が発生します。これがクレーン構造の性能に悪影響を及ぼし、荷物の揺れにつながり、高さと揚程が増加したクレーンでのこのようなシステムの使用が制限されます。容量も

パワー半導体技術の発展により、クレーン設備の自動電気駆動の構造に根本的に新しいソリューションを導入することが可能になります。現在、強力なサイリスタ コンバータによって駆動される DC モータを備えた調整可能な電気ドライブが、タワー クレーンおよびブリッジ クレーンの昇降および移動機構に使用されています - TP システム - D。

このようなシステムのモーター速度は、電機子電圧を変更することによって、範囲 (20 ÷ 30): I に調整されます。同時に、過渡的なプロセス中に、システムは加速とキックが指定された基準内で得られることを保証します。

サイリスタ コンバータが非同期モータ (AM) のステータ回路に接続されている場合、非同期電気ドライブでも優れた調整品質が発揮されます。閉 ACS でモーターのステーター電圧を変更すると、始動トルクを制限し、ドライブのスムーズな加速 (減速) と必要な速度制御範囲を実現できます。

クレーン機構の自動電気駆動におけるサイリスタコンバータの使用は、国内外でますます使用されています。動作原理とそのような設置の可能性を理解するために、DC モーターと AC モーターの 2 つの制御方式について簡単に説明します。

図では。図１は、橋クレーン昇降機構用の独立励磁ＤＣモータのサイリスタ制御の概略図を示す。モーターの電機子は、可逆サイリスタ コンバータによって給電されます。可逆サイリスタ コンバータは、コンバータと負荷の電圧を一致させる役割をする電源変圧器 Tr、2 つのサイリスタ グループ T1、T6、T7 で構成されています。 , 。

米。 1. TP-Dシステムによるクレーンの電気駆動のスキーム。

サイリスタ T1 ～ T6 のグループは、これらのモードではモータの電機子回路の電流の方向が同じであるため、重い負荷を持ち上げるときは整流器として機能し、重い負荷を下げるときはインバータとして機能します。 2 番目のサイリスタ T7 から T12 グループは、電機子電流の逆方向を提供し、パワーダウン中およびブレーキを下げるためにモーターを始動する過渡モードでは整流器として機能し、上昇途中で停止する場合はインバーターとして機能します。荷物やフック。

サイリスタ グループが同じである必要があるクレーンの移動機構とは異なり、昇降機構の場合は、パワーダウン中のモータ電流が重量物を持ち上げたり降ろしたりするときよりも非常に小さいため、2 番目のグループのサイリスタの電力は最初のグループよりも少なくて済みます。負荷がかかります。

サイリスタコンバータ（TC）の整流電圧の調整は、2つのブロックSIFU-1とSIFU-2（図1）で構成される半導体パルス位相制御システムを使用して実行されます。各ブロックは、対応するブロックに2つの点火パルスを供給します。サイリスタは60°オフセットされています。

制御システムを簡素化し、電気駆動の信頼性を高めるために、この方式では可逆 TP の協調制御が使用されます。そのためには、両グループの経営特性や経営体制を緊密に連携させる必要がある。ロック解除パルスがサイリスタ T1 ～ T6 に供給され、このグループの動作の修正モードが提供される場合、ロック解除パルスはサイリスタ T7 ～ T12 に供給され、このグループがインバータによる動作の準備が整います。

TP のどの動作モードでも、制御角 α1 と α2 は、整流器グループの平均電圧がインバータ グループの電圧を超えないように変更する必要があります。この条件が満たされない場合、整流された均等化電流が 2 つのサイリスタ グループ間を流れ、バルブと変圧器にさらに負荷がかかり、保護装置のトリップを引き起こす可能性もあります。

ただし、整流器グループとインバータグループのサイリスタからの制御角α1とα2が正しく一致していても、電圧UαBの瞬時値の不一致により、交流均等化電流が流れる可能性があります。そしてUαI。この均等化電流を制限するために、均等化リアクトル 1UR と 2UR が使用されます。

モータの電機子電流は常にいずれかのリアクトルを通過するため、この電流のリップルが減少し、リアクトル自体が部分的に飽和します。 2 番目のリアクトルには現在均等化電流のみが流れており、飽和していないため iyp が制限されます。

サイリスタ電動クレーン ドライブには、高速可逆加算磁気アンプ SMUR を使用して作られたシングル ループ制御システム (CS) が搭載されており、周波数 1000 Hz の矩形電圧発生器によって電力が供給されます。停電が発生した場合でも、このような制御システムにより、満足のいく静特性と高品質の過渡プロセスを得ることができます。

電気駆動制御システムには、断続的なモーター電圧と電流に対する負のフィードバックと、電圧 Ud に対する弱い正のフィードバックが含まれています。SMUR 駆動コイルの回路内の信号は、抵抗 R4 からの基準電圧 Uc と POS ポテンショメータからのフィードバック電圧 αUd の差によって決まります。ドライブの回転速度と方向を決定するコマンド信号の値と極性は、KK コントローラによって制御されます。

逆電圧 Ud は、SMUR 主巻線と並列に接続されたシリコン ツェナー ダイオードを使用して遮断されます。電圧差 Ud — aUd が Ust.n より大きい場合、ツェナー ダイオードが電流を流し、制御コイルの電圧は Uz.max = Ust.n に等しくなります。

この時点から、信号 aUd が減少しても、SMUR の主巻線の電流には影響しません。電圧 Ud に対する負のフィードバックは機能しません。これは通常、モーター電流 Id> (1.5 ÷ 1.8) Id .n の場合に発生します。

フィードバック信号 aUd が基準信号 Uz に近づくと、ツェナー ダイオードの電圧は Ust.n より小さくなり、電流は流れなくなります。 SMUR の主巻線の電流は電圧差 U3 - aUd によって決まり、この場合は負の電圧フィードバックが作用します。

負の電流フィードバック信号は、変流器の 2 つのグループ TT1 ～ TT3 および TT4 ～ TT8 から取得され、それぞれサイリスタのグループ T1 ～ T6 および T7 ～ T12 と連動します。 BTO 電流遮断器では、抵抗 R で得られる三相交流電圧 U2TT ≡ Id が整流され、基準電圧として機能するツェナー ダイオードを介して、信号 Uto.s が SMUR の電流巻線に供給されます。 、アンプの入力における結果が低下します。これにより、コンバータ電圧 Ud が低下し、静的モードおよび動的モードでの電機子回路電流 Id が制限されます。

電気ドライブの機械特性 ω = f (M) の高い曲線因子を取得し、過渡モードで一定の加速 (減速度) を維持するために、上記の接続に加えて、正のフィードバックが適用されます。張力によるサーキット。

この接続のゲイン係数は、kpn = 1 / kpr ≈ ΔUy / ΔUd として選択されます。コンバータの特性 Ud = f (Uy) の最初のセクションに従いますが、次数は Ud の負帰還の係数 α よりも小さくなります。この関係の影響は主に現在の不連続ゾーンで現れ、フィーチャの急峻なディップセクションを提供します。

図では。図２のａは、コントローラの異なる位置に対応する基準電圧Ｕ３の異なる値に対するホイスト駆動装置の静特性を示す。

一次近似として、起動、逆転、停止の遷移モードにおいて、座標軸上の動作点 ω = f (M) が静特性に沿って移動すると仮定できます。次に、システムの加速度は次のようになります。

ここで、ω は角速度、Ma はモーターによって発生するモーメント、Mc は移動負荷の抵抗モーメント、ΔMc はギアの損失モーメント、J はモーターシャフトに換算された慣性モーメントです。

伝達損失を無視すると、エンジンを上下に始動するときと、上下に停止するときの加速が等しい条件は、電気駆動装置の動的モーメントが等しいこと、つまり Mdin.p = Mdin.s.この条件を満たすには、ホイスト ドライブの静特性が速度軸に対して非対称 (Mstop.p> Mstop.s) であり、制動モーメント値の領域で急峻なフロントを持つ必要があります (図 2、a)。 。

米。 2. TP-D システムによる電気駆動装置の機械的特性: a — 昇降機構、b — 移動機構。

クレーン走行機構の駆動では、走行方向に依存しない抵抗モーメントの反応性を考慮する必要があります。モータートルクが同じ値の場合、反作用抵抗トルクによりドライブの始動プロセスが遅くなり、停止プロセスが速くなります。

駆動輪の滑りや機械式変速機の急速な摩耗につながるこの現象を解消するには、駆動機構の発進、後進、停止時にほぼ一定の加速度を維持する必要があります。これは、図に示す静特性 ω = f (M) を求めることで実現されます。 2、b.

電気駆動装置の指定されたタイプの機械特性は、負の電流フィードバック Id と正の電圧フィードバック Ud の係数を対応して変更することによって取得できます。

天井クレーンのサイリスタ制御電気駆動装置の完全な制御方式には、前述の図で説明したすべてのインターロック接続と保護回路が含まれています。

TP をクレーン機構の電動駆動に使用する場合は、その電源に注意する必要があります。コンバータによって消費される電流の顕著な非正弦波の性質により、コンバータの入力における電圧波形の歪みが生じます。これらの歪みは、コンバータの電源セクションとパルス位相制御 (SPPC) システムの動作に影響を与えます。線間電圧波形の歪みは、モーターの使用率を大幅に低下させます。

電源電圧の歪みは、特に入力フィルタがない場合に SPPD に大きな影響を与えます。場合によっては、これらの歪みにより、サイリスタがランダムに完全に開くことがあります。この現象は、整流器負荷のない変圧器に接続された別個のカートから SPPHU に給電することで最もよく解消できます。

非同期モーターの速度を制御するためにサイリスタを使用する可能な方法は非常に多様です。これらには、サイリスタ周波数コンバータ (自律型インバータ)、ステータ回路に含まれるサイリスタ電圧レギュレータ、電気回路内の抵抗と電流のインパルス レギュレータなどが含まれます。

クレーンの電動駆動装置では、比較的簡単で信頼性が高いサイリスタ電圧レギュレータとパルスレギュレータが主に使用されていますが、これらのレギュレータを個別に使用するだけでは、クレーン機構の電動駆動装置の要件を完全に満たすことはできません。

実際、誘導電動機の回転子回路にパルス抵抗調整器のみを使用する場合、自然に制限され、インピーダンス調整器の機械的特性に対応する調整ゾーンを提供することが可能です。調整ゾーンは、機械特性面の I および IV または III および II 象限が不完全に充填されているモーター モードと対向モードに対応します。

サイリスタ電圧レギュレータ、特に可逆電圧レギュレータを使用すると、基本的に、平面 M、ωn から + ωn、および -Mk から +Mk の動作部分全体をカバーする速度制御ゾーンが提供されます。ただし、この場合、エンジン自体に大幅なスリップ損失が発生するため、搭載出力を大幅に過大評価する必要が生じ、それに応じてエンジンの寸法も大きく見積もる必要があります。

これに関連して、クレーン機構用の非同期電気駆動システムが作成され、ローター内の抵抗のパルス制御とステーターに供給される電圧の変化の組み合わせによってモーターが制御されます。これにより、機械的性能の 4 つの象限が満たされます。

このような複合制御の概略図を図に示します。 3. ロータ回路は、整流回路内に抵抗パルス制御回路を含んでいます。回路のパラメータは、加減抵抗器と自然特性の間の領域の第 1 象限と第 3 象限でモーターが確実に動作するように選択されます (図 4 の垂直線の陰影)。

米。 3. ステータ電圧のサイリスタレギュレータとロータ抵抗のインパルス制御を備えたクレーン電気駆動装置の図。

加減抵抗器の特性と、図の水平線で影を付けた速度軸の間の領域で速度を制御するには、次のようにします。図４に示すように、モータを逆転させる場合と同様に、逆並列サイリスタのペア１〜２、４〜５、６〜７、８〜９、１１〜１２からなるサイリスタ電圧レギュレータが使用される。ステータに供給される電圧の変更は、回転の一方向についてはサイリスタ ペア 1-2、6-7、11-12、その他の方向については 4-5、6-7、8-9 の開き角を調整することによって実行されます。回転方向。

米。 4. 誘導電動機の複合制御のルール。

剛性の高い機械的特性を取得し、モーターのトルクを制限するために、この回路は、TG タコジェネレーターと DC トランス (磁気増幅器) TPT によって提供される速度と整流ローター電流のフィードバックを提供します。

コンデンサと抵抗 R1 を直列に接続すると、I 象限全体を満たすことが容易になります (図 3)。この場合、整流された回転子電流の等価抵抗はゼロから無限大まで変化する可能性があるため、回転子電流は最大値からゼロまで制御できます。

このようなスキームにおけるモーター速度調整の範囲は縦軸に広がりますが、コンデンサーの静電容量値が非常に重要であることがわかります。

より低い静電容量値で I 象限全体を満たすために、抵抗器 R1 の抵抗は個別のステップに分割されます。第 1 段階では、静電容量が連続して導入され、低電流でオンになります。段差はパルス方式で除去され、その後サイリスタまたはコンタクタを介して各段が短絡されます。第 1 象限全体を満たすことは、抵抗のパルス変化とモーターのパルス動作を組み合わせることによっても実現できます。このようなスキームを図に示します。 5.

速度軸と加減抵抗器の特性の間の領域 (図 4) では、モーターはパルス モードで動作します。同時に、サイリスタ T3 には制御パルスが供給されず、常に閉じたままになります。モーターのパルスモードを実現する回路は、動作サイリスタ T1、補助サイリスタ T2、スイッチング コンデンサ C、抵抗 R1 および R2 で構成されます。サイリスタ T1 が開くと、電流が抵抗 R1 を流れます。コンデンサ C は、R1 の両端の電圧降下に等しい電圧まで充電されます。

制御パルスがサイリスタ T2 に印加されると、コンデンサ電圧がサイリスタ T1 に逆方向に印加され、サイリスタ T1 が閉じます。同時にコンデンサも充電されます。モーターのインダクタンスの存在は、コンデンサの再充電プロセスが振動的な性質を持つという事実につながり、その結果、サイリスターT2が制御信号を与えずに自動的に閉じ、ローター回路が開いた状態になることがわかります。次に、制御パルスがサイリスタ T1 に印加され、すべてのプロセスが再度繰り返されます。

米。 5. 非同期モータのインパルス複合制御の仕組み

したがって、サイリスタに制御信号が周期的に供給されると、周期の一部で、抵抗器 R1 の抵抗値によって決まる電流がロータに流れます。期間の他の部分では、ローター回路が開いていることが判明し、モーターによって発生するトルクはゼロになり、その動作点は速度軸上にあります。期間中にサイリスタ T1 の相対持続時間を変更することにより、ロータ R1 がモータに導入されたときの加減抵抗器特性の動作に対応する、ゼロから最大値までモータによって発生するトルクの平均値を取得することができます。回路

各種フィードバックを用いることにより、速度軸と加減抵抗器特性の間の領域で所望の特性を得ることができます。レオスタットと自然特性の間の領域への移行には、サイリスタ T2 が常に閉じられたままであり、サイリスタ T1 が常に開いたままであることが必要です。抵抗R1をメインサイリスタT3とのスイッチで短絡することで、ロータ回路の抵抗値をR1から0までスムーズに変化させることができ、モータ本来の特性を実現します。

ローター回路内の整流モーターのインパルスモードは、ダイナミックブレーキモードでも実行できます。この場合、II 象限で異なるフィードバックを使用することにより、望ましい機械的特性を得ることができます。ロジック制御スキームの助けを借りて、エンジンをあるモードから別のモードに自動的に移行し、機械的特性のすべての象限を満たすことが可能になります。